300B 全段直結差動ＰＰ  since Aug 2004

   

※　本機は２０１１年１月を以て、３００Ｂ ＣＳＰＰへ変更しました。

前作 ２A３全段直結差動PP を解体して生まれ変わったのが本機です。

前作では最終的に２Ａ３と６Ｂ４Ｇの混声アンプだったこともあり、１４年も稼働すると例え音質に不満が無くても流石に出力管以外の球や電解コンデンサの寿命も気になります。 電源トランスのＭＸ２８０に余裕が無かった（と言うより殆ど定格オーバーで使っていた）こともあり、そろそろ潮時かと思い解体・再製作に踏み切りました。

手元には９４年に上海に出張の際、とある高級？オーディオショップで買った３００Ｂが４本あります。
（Ｇｏｌｄｅｎ Ｄｒａｇｏｎ と同じ Ｓｈｕｇｕａｎｇ （曙光電子）製で、選別が聞いたこともない Ｇｏｌｄ ｏｘ ブランドです）
ＷＥ製ならいざ知らず、中国製を１０年もデッドストックにしておいても価値は上がりませんし、下手すると賞味期限切れ？になるかも知れません。早々にアンプにしてしゃぶってやりましょう。

これまで使っていた電源トランスのＭＸ２８０で ３００Ｂ ４本分の電力を賄うには容量的に無理があります。 モノラルならば充分いけますが、当然シャーシーは再利用するのでモノラル構成にするつもりは毛頭無く、新たに大容量のＰＣ３０１１を起用することにしました。このトランスはブリッジ整流用の為、整流管５Ｕ４ＧＢが不要になるのでその位置にはチョークＡ４００３を配置し、ＯＰＴのＦ２０２１と同じくトランス類は全てタムラで統一しました。 ついでに電解コンデンサ（セラファイン）も全て新品に換えてシャーシー後方のかつての初段が在った位置に移動、ＯＰＴとＰＴの間の元々電解コンデンサの在った場所には初段とドライブ段の球を配置してみました。
シャーシー（ＳＬ−２０）のトップもワインレッドのメタリックに塗装して、ちょっとだけ高級？な雰囲気になりました。

ところが今年（２００４）のMJ４月号をみてビックリ、長真弓氏がまるでソックリなラインアップで３００B-PPアンプを発表しています。（シャーシーレイアウトは全然違いますが．．．。）
本機の構想は０３年の１０月から決まってましたのでマネをした訳ではないのですが、初段・出力段・OPT・PTが全く同じですし、管種は違いますが、カソードフォロワーを採用しているところまで一緒です。
決定的に違うのは、向こうが普通のＤＥＰＰ（ＡＢ級）、こちらは差動ＰＰ（Ａ級）出力です。本機は私のオリジナルですので違って当然ですが、偶然にも似た構成のアンプになってしまいました。
さて、似て非なるものではありますが、つい音質を聞き比べてみたいと思ってしまいます(^^;)。

※ Rev.2 を加筆しました。(06/12/12)

■ 回路構成

初段に双５極管の ６Ｊ１１ 差動に６ＢＬ７ カソードフォロワー にて出力段 ３００Ｂ 差動をドライブする２段増幅構成で、初段の定電流回路は６EJ７、出力段の定電流回路は半導体（MOS-ＦＥＴ）２SK６８３です。

前作が双３極管６０７２（１２ＡＹ７）と６ＢＸ７の３段増幅構成だったので最初はそのまま２Ａ３を３００Ｂに置き換えるつもりだったのですが、バランスサーボを拙作 ６Ｌ６超３結差動ＰＰ でうまくいった５極管のスクリーン制御方式にするために、よりシンプルな２段増幅にしました。
オール３極管構成に拘る向きもありますが、３極管で２段増幅にすると（球によりますが）電圧が上がり過ぎ、全段直結で行くには嵩上げ電圧が大きくなり過ぎるきらいがありますし、直流安定度の点でも段数は少ない方が有利です。 直結に拘らなければずっと設計が楽ですが、しなやかかつシャープな音像を表現出来るのが直結です。

◇ サーボなしの回路図

サーボ無しの回路は割とあっさりとしています。ＤＣバランスを初段のスクリーングリッドで行うところが珍しい所ですが、長真弓氏も似たような手法でした。 本機はＤＣバランスサーボが前提ですので前段階として必然的にこうなります。 この状態でＫＮＦ巻線Ｅ１、Ｅ２側に入れた５Ωの電流検出用抵抗をモニターしていると、アンバランスの電流は５〜６ｍＡを推移します。 Ｆ２０２１の許容アンバランス電流は１０ｍＡですのでとりあえず許容範囲ですが、一旦電源を切って再投入すると１０ｍＡ以上ズレてしまいます。 センターメーターを付けて監視しながら調整という手もありますが、四六時中調整する羽目に陥りそうです。 ゲインの高い５極管でＤＣ安定性を望むのは無理な注文だと言うことでしょう。３極管または３結ならばサーボなしでも何とか実用になります。

６Ｊ１１は高周波増幅用ｈｉｇｈ−ｇｍの双５極管で、ＥＬ３４(T)全段直結差動ＰＰ で起用した６ＢＮ１１と電気的にも見た目にも同等の１２pin コンパクトロン管ですが、両者はpinアサインメントだけが違っています。従って、ソケットの配線を変更しないと差し替えが出来ません。

６ＢＮ１１では超３結Ver.4にしましたが、本機では初段だけで３００Ｂをドライブする為の電圧とゲインを稼がなくてはなりませんので必然的に５極管動作を選びました。
元々はテレビの中間周波増幅用途だった様ですが、差動増幅には持ってこいの球です。 個人的に特性と音質が気に入っています。

５極管を使えばゲインは充分取れるし、ミラー効果による高域減衰も避けられるし、直線性の悪さは差動で組めば問題ありません。 高ｇｍタイプを使って負荷抵抗を小さめに設定すれば出力インピーダンスも不用意に上昇させることなく、その負荷抵抗値で収められます。
世間では５極管を採用すると歪みの種類が違うから音色の統一性が無くなるとか言われる場合もありますが、そんなものはオカルトです。
かのＷＥ−９１Ｂも５極管３１０Ａと３００Ｂの構成ですが、絶賛されても批判された記事を見たことがありません。 大事なのは３極管だろうが５極管だろうが、その特徴をつかんで適切な設計をすれば良い訳です。

差動増幅回路は素子の非直線性を補正して直線動作に近づけてくれるので、５極管の高利得を活かせます。
定電流回路は当初半導体で行こうと思っていたのですが、シャーシーに残った余分な穴をふさぐために５極管を採用しました。半導体式の方が簡単ですが、球は使い慣れていますので私にとっては苦になりません。 本機には当てはまりませんが、却って低電圧の負電源を用意する方が困難だったりする場合もあります。

ドライブ段には電流を１０ｍＡ以上流す設定にしたカソードフォロワーを採用しました。
このくらい流そうとするともはや６ＳＮ７（μ＝２０）では 荷が重く、かといって６ＢＸ７にするとμ＝１０と低く、初段にちょっとばかり高い電圧を要求するのでドライブ電圧が厳しい本機では苦しくなります。 ここはその中間の特性となるμ＝１５の６ＢＬ７を採用しました。

過去の経験からカソードフォロワーは音質的にイマイチ好きではなかったのですが、それも１０年以上前の過去の経験のこと、もう私の頭の中には具体的な音質はどうだったのか思い出せませんし、こうなると改めて評価する価値は充分にありそうです。 それというのも ＥＬ３４(T)全段直結差動ＰＰ で起用した超３結Ver.4 が思いのほか良かったので差動出力には相性が良いのかも知れません。

「電流は出来るだけ流した方が音が良い（太い）」という迷信がありますが、ことカソードフォロワーに関してはあながち根拠が無いわけではないと思います。それは【電流を沢山流す→カソード負荷抵抗を小さくできる→ドライブインピーダンスが低くなる】からです。 直熱出力管でグリッド抵抗の値を小さくする（出来る）ことは重要な意味を持ちます。

カソードフォロワー段は出力管を低インピーダンスでドライブするのと、電源投入時からウォームアップするまで出力管のグリッド電位をカソード（フィラメント）よりも負に保ち、直熱管より遅れて立ち上がる（傍熱管の為）ことによりソフトスタートを可能にしてくれます。

この点、３極管の３段直結構成にしてしまうと出力管のグリッドがドライブ段のウォームアップ中に高電圧に晒されてしまいます。それでも差動出力段の場合は定電流によってその２球のＩｐの和が制限されているのでグリッド電圧につられてカソード電位が上昇し、実質的なプレート電圧は低く抑えられるので、ロフチンホワイトのようにプレートが赤熱する程の過大電力損失が消費される事はありません。 しかし、カソード・ヒーター間の耐電圧を越えてしまう可能性があるので注意が必要です。 どちらにしても定常状態になるまでの過度状態にはＰＰの上下どちらかの球に電流が偏ってしまう事態は避けられません。

このアンプの前身である２Ａ３差動では実際このような動作をしていたわけですが、差動出力に変更後の７年は無事故で稼働していたので、特に寿命に影響したとは言えません。 しかし、直熱管を直結ドライブするにはＰ−Ｇ直結よりもＫ−Ｇ直結（カソードフォロワー）の方がより安全です。（もちろんイントラドライブで自己バイアスが最も安全ですけど．．．(^^;)　但し、カソフォロであまりプレートとグリッド間の電圧が大きすぎると今度はグリッドプレート間でスパークする可能性が出てきますので要注意です。（特にレギュレーター管）

中国製とは言え、決して安くはない３００Ｂですので低インピーダンスドライブと安全方向にも配慮したドライブ段です。

冒頭、初めに３００Ｂありきで本機を作ったように書いてしまいましたが、３００Ｂを採用する理由はもうひとつ別にあります。

Ａ級動作の通常型ＤＥＰＰと同じ負荷に設定した差動ＰＰでは通常型ＤＥＰＰのＡ級動作よりも出力が取れませんが、どちらかというと負荷を立てるよりも寝かせ気味にして高めの電圧をかけてやったほうが取り出せる出力は上昇します。
差動ＰＰではテレビの垂直偏向用途の球等の直線性の良くない球を大きく改善させる動作が期待出来ますが、逆に直熱管の様な直線性の良い球ではさらに負荷を寝かせる事によって動作電圧範囲を大きくとることが出来るのです（ゲインは下がりますが）。 差動ＰＰでは定電流によって最大ＩＰが制限されているかわりに電圧範囲を広く取ることにより高出力化への道が開ける訳です。
すなわち、球にもよりますが通常型ＤＥＰＰの代表的なＡ級動作例よりも大出力を得ることが可能になってくるのです。

３００Ｂは非常にリニアリティの良い特性を持った真空管として有名です。
上のＥＰ−ＩＰ曲線を見れば一目瞭然で５００Ｖ以上の高電圧領域でもＩＰ曲線が詰まらず、かつ立っています。
直熱管は殆どが優秀な直線性を示していますが、３００Ｂは高電圧領域まで直線性を保ち、かつ低ｒｐと優秀です。

一方、傍熱出力管の雄６５５０Ａの３結データ（上）を見てみると末広がりの特性で高電圧領域では曲線の間隔が詰まってきて（ｇｍが低下）さらにその曲線自体も寝てしまって（ｒｐが上昇する）直線性が悪化します。 傍熱管だとたいていがこのような特性ですが、下のフィリップスＥＬ３４（６CA7)の３結データを見るとまるで直熱管のように高電圧領域でのリニアリティが確保されています。

拙作 ＥＬ３４(T)全段直結差動ＰＰ では６５５０Ａよりも却ってＥＬ３４の方が１，２ワットですが出力を多く取りだせます。（差動と定電流のおかげで動作条件はどんな球を差してもほぼ同じです。）

差動ＰＰ出力で大きな出力を確保しようとすると、直熱管やＥＬ３４等の直線性の良い球にＰ−Ｐ間８Ｋ〜１０Ｋ程度の負荷動作が歪み率でもダンピングファクターでも有利になります。
また、５０ＣＡ１０（ＥＬ３４差動ＰＰの前身は５０ＣＡ１０差動ＰＰだった）も高電圧領域のリニアリティが良く、差動アンプ向きの球と言えます。

逆に直熱管なのにイマイチ差動に向いていないと感じたのが前作の２Ａ３(RCA)・6B4G(KENRAD)です。 どうも５００Ｖ以上の特性が宜しくないようで、実験で負荷を寝かせていくと却って出力は減少してしまいました。 しかし、Ｐ−Ｐ間５Ｋ負荷でもシングルの倍の８Ｗは取れていたので２Ａ３はそれで充分としました。　（球のメーカーと動作点の設定次第ではまだ可能性が有りますので、私の結果だけを鵜呑みにしないで下さい(^^;)

最近流通しているSOVTEKの１枚プレート２Ａ３・６Ｂ４Ｇなら余裕のプレートの大きさから高出力が期待出来そうです。

世間一般の３００Bアンプでは ３５０V／６０ｍA （損失２１W） 付近の動作例が多いですが、最大プレート損失が ３６W も許容されているのにかなり控えめな数値です。 本機では間を取って約３０W 付近になるようにに設定してみました。

負荷はＦ２０２１の４Ω端子に８Ωを繋いでP-P間１０KΩとみなして使います。 Ａ級ＰＰですので１球あたり５KΩで負荷線を引いたのが上図です。 動作中心を４５０V・７０ｍA（３１．５W)で設定すると大体２５W程度取れる計算になります。

当然の事ながら本機は定電流回路で縛られた差動アンプですので絶対的にＡ級動作しか出来ません。

◇ サーボ付き回路

ＤＣバランスサーボは初段のスクリーン電圧を制御する方式です。
最初は ６Ｌ６超３結差動ＰＰ と同様に２SＪ１１７による差動だけで済ませるつもりでしたが、コモンモードでも直流レベルが安定するように２ＳＫ３２０で受けて２SＪ１１７で反転するように変更しました。
気になるドリフト（バランスの崩れ）は１ｍＡ以内に楽に収まります。 実際は０．２〜３ｍＡのドリフトしか観測出来ません。

サーボによる安定動作は大きな安心感とたっぷり安定した低域再生を可能にしてくれます。
ＤＣバランスサーボは低域時定数を１段増やしてしまいますが、ＯＰＴより低く設定しています。
（この時定数がOPTに近いと超低域で発振する可能性がありますのでご注意。）

■ 電源回路

電源は初段に＋３００Ｖ、出力段は嵩上げ方式で＋２１０Ｖに＋４４０Ｖを重ねて＋６５０Ｖとしています。ドライバ段は最初のうち初段と同じく＋３００Ｖから供給していましたが、出力段がタダでさえ大きなドライブ電圧を必要とするうえにＫＮＦを併用しているので出力段の＋６５０Ｖからドロップ抵抗を介して約＋５３０Ｖを供給しています。  
初段定電流に−１６０Ｖを用意したので 正負電源の最大電位差は稼働状態で約８１０Ｖにもなり、電源投入直後は１０００Ｖ近くまで達します。従って配線には（絶縁という意味に於いて）それなりの配慮が必要になってきます。
６５０Ｖの電圧がかかる配線（電解コンデンサ、チョーク、ＯＰＴ、３００Ｂプレート等）には念のため配線材の上に絶縁チューブを被せています。

◇ ３００Ｂの点火

３００Ｂ のフィラメントはＤＣ点火です。
普通なら６．３Ｖを整流してπ型フィルターでＤＣ点火というパターンですが、本機では前作と同様ＫＮＦを利用するのでフィラメント回路は４つ独立している必要があります。ＰＣ-３０１１には十分な容量のヒーター巻線がありますが、３巻線ですので足りません。 低圧で大電流の整流回路は大容量の電解コンデンサが不可欠ですし、場所を取る割には残留ノイズに不満が残りますので、本機では若松通商に安く出ている５Ｖ・２Aのスイッチング電源（DENSEI LAMBDA製VS10C-5）を４台使ってみました。

かつて２Ａ３を使っていた時にはＡＣ点火でしたが、２．５Ｖと低いフィラメント電圧なので無帰還でも残留ノイズはかろうじて１ｍＶ程度に抑えられました。 しかし、スピーカーを取り替えて能率が上がってからはウーハーから聞こえる５０／６０Ｈｚとか１００／１２０Ｈｚよりも中音ドライバーから出るハムの高調波（２００Ｈｚ以上？ブーと言うよりジー）の方が気になってしまい、もっと静かなアンプにする必要性を感じていました。
従ってＡＣ点火や中途半端なＤＣ点火（脈流点火？）で妥協せず、よりＤＣに近いスイッチング電源の方が発熱とスペースファクター、コストも含めて有利と踏んで採用しています。

スイッチング電源をフィラメントの点火に使う場合に問題になるのが過電流保護が動作してしまうことで、コールドスタート時の突入電流により結果的に電源が出力しなくなってしまうことです。
全てのスイッチング電源で起こるものとは言えませんし、電流容量の大きなものを使えば過電流にも保護回路が動作せずに済むかも知れません。しかし、電流容量が大きければそれだけ立ち上がり時の電流も大きくなり、瞬間的でも過大電流は球とスイッチング電源自身を痛める要因にもなり得ます。
本機ではスタート時の立ち上がり電流を制限するために３００Bのフィラメントと直列に２Ωの抵抗を配し、ＣＲの時定数により遅れて立ち上がるMOS-ＦＥＴによるスイッチでその２Ωをショートします。MOS-ＦＥＴにはジャンクの基盤から外した低ＲＤＳ−ＯＮ（４５ｍΩ）の IXFH50N20 を使いましたが、国産なら２ＳＫ３０６１（８ｍΩ）等が若松通商で２３１円と安く、この手のスイッチング用途にはうってつけです。

２Ωの抵抗は無くてもＭＯＳ−ＦＥＴがスイッチング動作して３００Ｂの点火には支障ありませんが、本機ではフィラメント回路が定電流と嵩上げ電源によりグランドから約＋２５０Ｖフローティングされております。フィラメント点火に起用したスイッチング電源の信頼性が未知数だった為に絶縁破壊やスパークする可能性もあると想定し、その拍子にＦＥＴを破壊する可能性も考えられた為に安全策をとっています。（スイッチング電源VS10C-5自身は入力〜FG間及び入力〜出力間で2KVAC、出力〜FG間で500VACの絶縁耐圧が保証されていました。）
こういった高電圧を扱う回路では個人的にまだまだ半導体を全面的に信用出来ません。２Ωがあることにより、もしもＦＥＴスイッチがオープンで故障した際でもフィラメントに電流を流し続けて差動ＰＰの片方の球だけに電流が全部集中してしまうことを少しでも避けるための配慮です。
３００Ｂのフィラメントは計算上点火状態で４Ωですから、もしＦＥＴスイッチが壊れても３．３Ｖの電圧が掛かる勘定です。

ＤＣ点火なのにわざわざハムバランサー（半固定抵抗）を入れた例が見受けられますが、ＤＣなら本来は必要ありません。
直熱管ではフィラメントの電位の低い方に電流（Ｉｐ）が集中するので、本機ではプラス側を電流取り出しとして、ＫＮＦ巻線を通過し、電流検出抵抗を経たのちに定電流回路で合流します。（整流後のフィルターが充分でない場合には、残留リップルを打ち消す為にハムバランサーを必要としている場合もありますが、本機では無縁です。）

◇ 初段のハム対策

一旦はＤＣ点火にしてみたのですが、ＡＣ点火に戻しました。 初段はハイゲインでオーバーオールの帰還を使わないことからヒーターハムにはクリティカルです。

６Ｊ１１は高周波用途でオーディオ用ローノイズの球ではありませんので３結で使うのならいざ知らず、５結ではそれなりの対策が必要になります。
面白いことに無対策のＡＣ点火でも右ｃｈは０．３ｍＶ程度でとても静かなのですが、左ｃｈには１ｍＶ以上の５０Ｈｚハムノイズが載ってしまい、左右で球を入れ換えると当然の如く入れ替わります。察するとおり球のバラツキなので、ストックに良い球が無いかと５本買った残りの予備３本と入れ換えて試してみましたが、１ｍＶ以下なのは１本だけでした。
つまり、最初に右ｃｈに使った１本だけがローノイズ、他の４本はどれも似たり寄ったりで、球の選別以外になにか解決手段を考えなくてはいけません。

ＤＣ点火も選択肢の一つですが、平滑後には歪んだ１００（１２０）Ｈｚのリップルが残ります。レギュレーターを使って出力ＤＣを綺麗にしても６Ｊ１１は０．８Ａ、２本で１．６Ａと大食いなので、ダイオードからの整流ノイズがいやがおうにも大きくなり、シャーシー内部を飛び回っては配線等に飛びつき、せっかく出力段３００Bの点火をスイッチング電源にしてノイズスペクトルを可聴範囲外に追いやった努力が台無しになってしまいます。
こちらもスイッチング電源にしてしまう手も考えられますが、ゲインの高い初段に採用するのには新たな問題を生む可能性もあるので今回はパス。

当たり前ですが、初段のヒーターから乗るハムノイズは電源波形そのものの５０Ｈｚです。と言う事は脈流や整流ノイズなどの歪み成分が少ないので、今回はハム・キャンセラー( *HC )として初段のグリッド接地側にほんの僅かのＡＣを注入して５０Ｈｚを５０Ｈｚでキャンセルする手法を思い付きました。

６Ｊ１１に供給するヒーター巻線を６８Ω２本で中性接地とし、左右のｃｈ用にそれぞれ１０ＫΩＶＲから初段のグリッド接地側に入れた０．１ΩにＡＣを入力（回路図中の *HC ）しています。 ＡＣの位相は１０ＫΩＶＲの中点から右又は左を選ぶことで合わせ、ＶＲを回す角度でＡＣ注入量が決まります。

このおかげで残留ノイズは０．１５ｍＶとオーバーオールのNFBを施した半導体アンプ並に静かになりました。（拙作比(^^;）


配線作業の途中。実験のための空中配線が飛び交っている。 右写真下にあるのは補強用のLアングル、左写真の様に２０ｍｍのスぺーサーを挟んで取り付け。
ＳＬ２０は天板が厚いとは言え所詮はアルミ、中央の電源トランス部分が重量で窪んでＯＰＴが中央に向かってお辞儀してしまうので補強は必須です。

■ 基礎体力 

　最大出力（歪率５％） 　１５ Ｗ　
　ゲイン 　２７．９ ｄＢ
　高域カットオフ(-3dB) 　６５ ＫＨｚ
　ダンピングファクター 　６．５ （８Ω）
　残留ノイズ 　０．１５ ｍＶ　

最終的に３００Bプレートへの入力を３９０V・７０ｍA（２７．３Ｗ）と抑えた事により、実用出力は実験途中の２４Wからすると低い１５Wとなりました。
歪率５％を越える１５Ｗからさらに２０Wを越えてもリニアに出力が増えて行くのでまだまだ工夫の余地がありますが、拙宅のシステムには充分なパワーであり、とりあえず暫くはこれで良しとしました。

出力よりも無帰還の直熱３極管アンプで０．１５ｍＶと言う低い残留ノイズが今回の一番の成果です。
最大出力についてはまだやることがあるので次のバージョンにて回路と電圧配分を変えてもっと追い込むつもりです。

高域カットオフは６５KHｚと平凡ですが、オーバーオール無帰還ですからこんなモンです。

１ＫＨｚ歪率カーブは ６Ｌ６超３結差動ＰＰ にソックリです。歪みの成分は３次歪みが主体で出力と共に歪みも増えていきます。

■ 音質

高級部品を選りすぐったものではありませんが、これだけ実績のある球とトランスを使っておいてもしも悪いとすれば、設計製作者が粗悪品であることの証明です(~o~)

音の良し悪しは個人の主観に依存しますので客観的な事は言えませんが、前作 ２A３全段直結差動PP を上回る物理特性と音質が目標でしたので、少なくともその目的は達成しています。（こういうフレーズってよく雑誌の製作記事でも見かけますよね（＾＾；結局の所あまり説得力がない。誰でも出来る？）

手前味噌ではありますが、自前の差動アンプの中ではやはり最良と言える出来で、直熱管の直裁的な表現力と差動ＰＰ出力の前後左右の立体的な定位、全帯域に渡るエネルギー感と躍動感が音色と音像のコントラストを表現します。スイッチング電源による出力段フィラメントＤＣ点火と初段ヒーターハム・キャンセラーで得たローノイズがそれらを引き立てているように思います。　
自画自賛は羊頭狗肉とお思いの方は勝手にどうぞ<(_ _)>

全体のルックスでもかつての２Ａ３アンプをベースにした割にはバランス良く纏まった（上手く無駄穴を隠せた！）ものだと我ながら感心しています。

■ 雑感

０３年から遊んでいる（実は遊ばれている？） 半導体 Universal CSPP-OTL のあるユニットからはかなりレベルの高い音が出て【もしかすると管球アンプはもう必要ないのでは？】と思わせる程楽しませてくれます。．．．が、しかし、本機の音を聞くとやはり真空管の何とも言えない色気と深い響きにまた魅了されてしまいます。

結局半導体アンプも管球アンプもそれなりに得られるものがあり、甲乙など付ける必要はありません (^◇^)
真空管も半導体も両方楽しめる幸せな時代に生きていることに素直に感謝しましょう m(_ _)m

と言うことで、私は両方作って比べられると言う楽しいお遊び（悩み鴨？）が．．．。
当然の事ながら、両方とも中途半端で終わらないよう心がけますが、保証はありません (^^;)

これまで差動出力アンプは本機を含めてのべ６種類作りました。
その音質は差動出力の特徴と言って良いのでしょうが、前後が見渡せる定位感とエッジ強調をしない、それでいて決してボケることのない自然なフォーカスの音像を提供してくれます。

本機はこれまでの差動アンプとの付き合いで得たノウハウや成果の集約のつもりで作りました。
全段直結差動と直熱管の組み合わせは前作２Ａ３差動でも同様でしたが、３００Ｂと名の付く真空管だけに良いモノにしようと前作以上に気合いが入ったのは云うまでもありません。
しかし、出力に関してはまだ可能性を残しながらも中途半端になりましたので、焦らず慌てずさらなる改良を加えていく予定です。

 

 Ｓｈｕｇｕａｎｇ （曙光電子）では３００Ｂ−９８と名打った９８年製の評判が良いようです。比べていないので何とも言えませんが、９４年製でも文句なしに音楽が楽しめていますので、made in china 侮り難しです。
　

　

　

 Rev. 2　SRPP Driven  Dec 2006

製作してから２年以上の歳月が経ち、すっかり忘れていた感のある課題に取りかかることにしました。

２年経ったこのアンプを振り返ると、その安定動作と不満のない音質にこれ以上手を加えることにまるで必然性を感じなかったのですが、２年前に中途半端と自ら可能性を残したままにしていたのでブラッシュアップの意味を込めてちょっぴり進化（？）させたいと漸く手を付けました。

本機では普通ではない回路構成のために下記のような悪条件が揃っています。

このようにドライブには悪い条件が揃っていますが、悪条件を克服すべく課題にトライします。

１） 最大出力アップ。
   → 初段プレート電圧を上げて、より高いドライブ電圧の確保。
２） サーボ回路の見直し。
    （２年間でたったの２回だけだが、何かのタイミングでラッチアップして音が出なくなることがあった。）

これらの要求を満たすために以下の変更を加えます。

問題は出力段ではなく初段での絶対的なドライブ電圧の確保が必要なだけであり、２段増幅構成でもゲイン（増幅率）に全然困っていないのです。

■ 回路構成

初段の定電流に使っていた6EJ7の代役として、それまでの負電源(-B)を変更しなくてもそのまま使える高耐圧MOS-FETの2SK320へ変更しました。
そしてその９pinMTのスペースには6FQ7/6CG7を配して6J11と変則SRPPを構成します。

これは6J11と同じくGE製で、２つのユニットをシリーズに貫通する１本のヒーター構造のおかげでユニット同士のバラツキが少ないのが非常に有難い球です。耐電圧の余裕とかルックスを優先すれば6SN7GTBの方が良いですが、本機のような直結アンプでのDCバランスやドリフトを考えるとGE 6FQ7/6CG7が断然有利です。

ＳＲＰＰの出力には負荷が必要ですので上下の６ＦＱ７カソード間に１８０ＫΩを繋いであります。次段に繋がる６ＢＬ７のグリッドは直結でCR結合のようなグリッドリーク抵抗が無くインピーダンスが高いので、こうしないと６ＦＱ７はＳＲＰＰの動作ではなく定電流動作の負荷（真空管抵抗）になってしまいます。本当はもっと小さい抵抗値（数ＫΩ）にしないと効果は殆ど無いのですが、ドライブに必要な最大電圧が規制されて３次歪みが増えるので本機ではここいらが限界です。

１００ＫΩだった初段の負荷抵抗が球に置き換わり、供給電圧を上げたことにより初段のプレートからDCレベルが上昇、カソードフォロワーの電流が増えるので負荷抵抗を１５Kから２０Kに変更しています。（実際は３０K／５Wのパラ接続だったものを３９Ｋ／５Ｗのパラ接続にしている）

ＤＣサーボはシンプルに2SJ117の差動だけとなり、結局６Ｌ６ＣＳＰＰＰと同じスタイルになりました。（最初からこうしておけば良かったと反省(^^;）

■ 電源回路

３５０Ｖタップから整流していたＢ１電源を４００Ｖタップに変更し、ブリッジの直後に抵抗を入れて電圧を調整しています。こうすると僅かですが流通角が広くなりトランス巻線の発熱が抑えられるし、整流ノイズも低減してちょっぴり球整流に近づきます。（気分だけかも？（＾＾；）　
レギュレーションは劣る方向ですが、A級動作の本機には全く悪影響はありません。

初段に供給していた＋３００Ｖが不要になりますが、出力段の嵩上げ電圧に使うには高すぎるので１ＫΩの抵抗で２４０Ｖに接続し、２４０Ｖ側が電圧降下で下がらないようにして嵩上げ電圧を以前の２１０Vから２４０Vに引き上げています。

初段ＳＲＰＰへの供給電圧は４００Ｖ以上確保したかったのでカソード・フォロワーと同じＢ１から１０Ｋ／１０Ｗを介して供給しています。
この部分に普通ならあるべき？のデカップリングコンデンサが付いていませんが、電源投入時の過度状態で６００Ｖを越えてしまうので電解コンデンサが破裂する恐れがあるために（５００Ｖ耐圧の電解コンデンサのサージ電圧は５５０Ｖなので）取り去りました。このＢ１直後の１０Ｋ／１０Ｗの後は差動回路が負荷ですから、基本的に信号電圧が発生しません。
従ってデカップリングコンデンサは無くても回路動作には支障がないのです。（デカップリングが必要な信号が発生しない）

動作時で約８１０Ｖだった＋Ｂと−Ｂの電圧差は嵩上げ電圧と出力段電圧の上昇で約８６５Ｖにも達し、さらに危険度はアップ。
電圧チェックのためにテスターであたるときも不用意にショートさせないように細心の注意を払うことが肝要です。


改造後のハラワタ。それほど込み入っていないが高電圧には要注意！

■ 基礎体力 

　最大出力（歪率５％） 　２２ Ｗ　
　ゲイン 　２９．７ ｄＢ
　高域カットオフ(-3dB) 　６５ ＫＨｚ
　ダンピングファクター 　６．１７ （８Ω）
　残留ノイズ 　０．２６ ｍＶ　

ドライブ電圧を上げ、３００Ｂのプレート入力（損失）も当初目論んでいた３０Ｗ近くまで引き上げた（２７．３→２９．７Ｗ）結果、歪率５％での出力は以前の１５Ｗから２２Wと約５０％増のパワーを得ることが出来ました。（歪率１０％では２８Ｗの出力を確認。）

これだけ出れば拙宅のＳＰでパワー不足を感じることは無いし、公称５０ＷのOPT Ｆ２０２１は５０Ｈｚまでフラットに２２Ｗ、それ以下はちょっと下がりますが２０Ｈｚまで正弦波が崩れることなく２１Ｗが得られています。

と言うことで、本機はパワーバンドも全帯域でほぼフラットとなっています。
しかし、初段のゲインが上がってしまったために残留ノイズも弱冠ながら増えてしまいました。

歪率カーブは以前と殆ど変わりなく、１００Ｈｚ、１ＫＨｚ、１０ＫＨｚ共に非常に良く揃っていて出力が増えた分が余裕に映ります。

■ 雑感

昨年（’０６）１０月始めから改造に取り組んでいたのですが、しばらくの間このアンプは裏返しになったままでなかなか進まずに１ヶ月が過ぎてしまいました。回路図と向き合っても脳内シミュレーターがなかなか答えを見つけられず（というか呆けが進行中(^^;）、ハンダこてに火を入れても周囲の空気を無駄に暖めるだけの時間がやたら長かった気がします。

とにかく扱う電圧が高いし、嵩上げ電源だし、ヒーターバイアスも安全な値を考えなければいけないし、直結だし、直熱管だし、定電流動作だし、．．．．。ＤＣサーボによりバランス保っている回路を一寸でも弄るとその他も合わせて変更しなければなりません。と、云ってる間に１ヶ月半経過してしまい．．．。本機はこういう事柄で手を付けにくく、亀の如く進むのが遅かったのでした。

最終的に音質は全く変わっていません。というか、私の駄耳では変化を感知出来ませんでした。
今回の改良をやり遂げて各部ともより適正な動作になったし、ほぼ計算値の出力が得られたので、充分満足出来る結果です。
歪率カーブが１００Ｈｚ、１ＫＨｚ、１０ＫＨｚと揃っている事実はどの帯域でも同じ動作をしていることの証明であり、全段直結差動回路の優秀性を示すものです。

ひとつだけ私的に気に入らないのは６〜８ｄＢのオーバーオールＮＦＢをかけられるくらいのゲインが余っていることと、SRPPの出力インピーダンスを下げきれなかった事です。
ループ帰還は今の私には無用ですので、気が向いたらオーバーオールではなくて何処かに局部帰還を施して初段のゲインを下げ、インピーダンスを下げて残留ノイズと高域特性の追い込みでもしたいと思いますが、やるとしても２年先くらいかも（＾＾；

　

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Last update 5-Feb-2010